具备高功率因数性能的单级 AC－DC 拓扑结构

作者：
王进 英飞凌电源与传感系统事业部 首席工程师
王志力 英飞凌电源与传感系统事业部 首席工程师
齐跃 英飞凌电源与传感系统事业部 主任工程师

摘要：在AC-DC SMPS应用中，通常会在输入级使用功率桥式整流器，将交流电压转换为单向的直流电压。在这种拓扑结构中，还会使用大容量电容器作为纹波滤波器，来稳定总线电压，这会导致功率因数性能较差，并将谐波污染反馈到电网。为了改善功率因数和谐波电流，通常需要使用PFC电路。但额外增加一个功率级意味着会降低系统效率和可靠性。在本文中，我们提出了一种基于单电感结构的单级AC-DC拓扑结构，具备PFC和LLC功能。该拓扑结构保留了传统LLC谐振转换器的零电压开关（ZVS）优势，同时实现了高功率因数性能。

1.背景

在AC-DC SMPS应用中，桥式整流器被用于将交流输入转换为直流总线电压，并为第二级的隔离DC-DC转换器供电。其中，电流与输入电压的不匹配会给电网带来大量的谐波反馈。因此，电子仪器在接入电网时，需要遵循相关标准规定的功率因数规范和谐波限制。为了解决这些问题，在大多数AC-DC应用中，通常会使用功率因数校正技术。

2.单级AC-DC拓扑结构

在本文中，我们提出了一种整合了PFC功能的单电感结构LLC谐振拓扑结构，如图1所示。这个拓扑结构由升压电路和半桥LLC电路组成，二者使用同一对开关MOS Q1和Q2。L1是升压电路的主电感。当升压电路的MOSFET Q1和Q2开始交替开关时，L1可以平滑输入电流、减少相位失配、提高PF值，同时实现LLC谐振转换。一次侧的Q1、Q2均可在ZVS模式下工作，二次侧SR MOS可以在ZCS（零电流开关）模式下工作。这可以有效地提高整个系统的效率。

图1 具有高功率因数的单级AC-DC拓扑结构

3.工作原理与状态分析

在一个完整的开关周期中，我们可以将这个单极AC-DC转换器分为8个工作状态（包括死区时间）。为加深理解，我们将逐个分析这些工作状态。

图2：工作状态1（t0-t1）

状态1（t0-t1）：如图2所示，蓝框圈出的部分不参与该工作状态，彩色箭头表示电流的流动方向，其中，红色为PFC，绿色为LLC。在状态1中，Q1和Q2关断，L1处于放电模式，连续的电感电流流经Qd1的体二极管、储能电容C3，然后流经D6和C2回到L1。同时，在LLC谐振回路中，电流从谐振回路的上端流过Qd1和C3，回到谐振回路的另一端。在二次侧，D7 导通，为输出电容器C4充电并为负载供电。由于体二极管Qd1在导通模式下工作，Q1的VDS被限制在体二极管正向电压，在此周期结束时，Q1准备导通， ZVS实现。

 
(a)


(b)
图3：工作状态1（t1-t2）

状态2（t1-t2）：如图3所示，在这个工作状态中，Q1切换到导通状态，L1继续放电，电感电流流经Q1、C3、D6和C2，然后回到L1。电容器C3仍处于充电模式。在LLC电路中，谐振回路继续放电，直至耗尽，此时电流仍从Lr和Cr流出，来对C3充电（如图3a所示）。充电电流降到0后，耗尽的谐振网络将得到升压电感的短时间充电，电流变成反向（如图3b所示）。在整个工作状态2中，变压器磁感Lm的极性保持在正极接地。在二次侧，D7保持导通，并为输出负载供电。

图4：工作状态3（t2-t3）

工作状态3（t2-t3）：如图4所示，L1完全放电，C3变成放电模式，为整个系统供电。电容器C1放电电流流经Q1，为L1充电，并通过D5循环回来。C3的放电电流还经过谐振网络，通过变压器传输电能，一次侧绕组的极性仍然保持为上面为正极，而二次侧绕组电流继续流经D7，为输出负载供电。

(a)


(b)
图5：工作状态4（t3-t4）

工作状态4（t3-t4）：如图5所示，t3期间，谐振电流等于励磁电感Lm中的励磁电流，不再有电流流向变压器的一次侧绕组，电能传输结束，二次侧的二极管D7在ZCS 模式中自然关闭，正半周功率传输完成。输出电容C4开始放电，并保持恒定的输出功率。L1仍由输入电压充电，直至 Q1 关断，充电电流在C1、D5、Q1和L1之间循环（如图 5a 所示）。一旦Q1关断，Q2的Coss开始放电，并参与谐振。在t4期间，Q2的Coss完全放电，VDS降至0，ZVS导通实现。

图6：工作状态5（t4-t5）

工作状态5(t4-t5)：如图6所示，Q2的Coss完全放电后，ZVS在t4期间导通。L1开始放电并为系统供电，电感电流流经C1、D5、C3、Q2，然后循环回来。Cr对Lr持续充电，Lm在退磁模式下工作，T1的一次侧绕组的极性变成下正上负，整流器D8变成正向，电能通过D8传输到负载。

 
图7：工作状态6（t5-t6）

工作状态6(t5-t6)：如图7所示，在此期间，L1放电回路与状态5相同，不同之处在于谐振回路电流方向相反，Lr开始对Cr充电，Lm反向磁化。T1的一次侧绕组的极性仍为下正上负，D8保持导通，二次侧电流流过D8，为C4和负载供电。

图8：工作状态7（t6-t7）

工作状态7（t6-t7）：如图8所示，此时Q1处于关断状态，Q2处于导通状态。L1存储的电能完全耗尽，电感器开始由输入电压源通过C2充电。充电电流在C2、L1、Q2、D6之间循环流动。D5自然切断。在LLC 谐振回路中，一次侧绕组的极性为下正上负，电能输送到二次侧，同时电流通过 D8 流向负载。

图9：工作状态8（t7-t8）

工作状态8（t7-t8）：如图9所示，L1充电回路不变。 在t7期间，谐振电流等于 Lm 磁感应电流，没有电能通过 T1 传输。在 ZCS 模式下，二次侧的D8关闭。输出电容器C4开始放电，并为负载供电。

在上述操作状态的描述中，我们没有单独分析死区时间。实际上，当两个开关都关断时，电感器 L1的电流将通过MOS体二极管继续流动，并对 MOSFET 电容器放电，从而实现ZVS。谐振回路的工作模式与LLC 相同，此处不做过多描述。

整个拓扑工作顺序如图10所示，周期从t0开始，到t8结束，分为8个工作状态。死区时间的工作策略与传统LLC相同，易于理解。在t0之前，Q1的VDS已降至0，因此当Q1在t0导通时， ZVS实现，然后一次侧谐振电流上升，并伴随整个谐振周期。

 
图10 工作顺序图

4.仿真与验证

4.1仿真

为了验证单级AC-DC转换器的操作和控制原理，我们使用SIMetrix软件进行了专业仿真。示意图如图11所示。

图11 仿真示意图

该示意图包括桥式整流器D1-D4、滤波电容C1和C2、续流二极管D5和D6、开关MOS Q1和Q2、大容量电容C3、谐振电容Cr、谐振电感Lr以及二次侧整流二极管D7和D8。仿真参数如下表1所示，其中，主要元件的参数为：C1、C2 330nF、L1 50uH、Lr 120uH、Cr 22nF、Lm 380uH，变压器匝数比为8.5:1。仿真结果和波形如下所示。

表1：仿真参数


图12：PFC 输入电流 vs 输入电压

图12提供了交流输入电压与交流输入电流的对比波形。图13显示了放大后的电感器电流和输入电压。该拓扑结构理想地实现了PFC功能。DCM工作策略使得该拓扑结构更适合有PFC功能需求的中小功率AC-DC SMPS应用。

 
图13：IL和AC 输入的波形（放大后）


图14：Q2 ZVS导通波形


图15：Q1 ZVS导通波形

Q1和Q2的ZVS导通特性如图14和15所示，当MOS的VDS谐振达到0时，栅极导通，ZVS实现，ZVS的行为与 LLC 拓扑结构类似。

4.2演示功能验证

为了验证该工作原理在实际案例中的有效性，我们构建了一个基于300w LLC演示板的高功率因数单级AC-DC转换器。它的规格如下：输入电压180Vac，输出功率12V/25A，谐振电容Cr 66nF，谐振电感Lr 54uH，变压器磁感690uH，匝数比16.5:1。

在演示中，我们测量了交流输入电压和电流，测量结果均与仿真结果相符，实现了预期的PFC功能。谐振回路可以在一次侧实现ZVS导通，在二次侧实现SR二极管ZSC关断。电能传输至二次侧，不会与LLC功能产生任何冲突。此外，谐波电流也得到了很好的匹配。

5.总结

本文研究了一种具有PFC功能拓扑结构的单级 AC-DC 转换器。与传统的两级拓扑结构相比，即经典的PFC+LLC，这种新拓扑结构将两个电路结合在一起，并在半桥结构中共用一对 MOS，这有利于降低物料清单（BOM）成本和提高功率密度。由于该拓扑只有一个功率电感在DCM模式下工作，因此更适合需要高功率因数的中小型功率SMPS应用，例如：LED照明、快速充电器等。

参考文献

[1]:https://www.infineon.com/cms/en/product/evaluation-boards/evalpfc2-ice2pcs01/#!boards
[2]:https://www.infineon.com/cms/en/product/evaluation-boards/eval-2hs01g-300w-1/
[3]: F.-S. Kang, S.-J. Park, C.-U. Kim, ZVZCS single-stage PFC AC-to-DC half-bridge converter, (2002)
[4]:https://www.infineon.com/cms/en/product/power/ac-dc-power-conversion/ac-dc-pwm-pfc-controller/llc-resonant-mode-controller/ice2hs01g/