人体心电信号是非常微弱的生理低频电信号，通常最大的幅值不超过4mV，信号频率在0.05~200Hz之间。心电信号的提取是通过安装在人体皮肤表面的电极来拾取的。由于电极和皮肤组织之间会发生极化现象，会对心电信号产生严重的干扰。加之人体是一个复杂的生命系统，存在各种各样的其他生理电信号对心电信号产生干扰。同时由于我们处在一个电磁包围的环境中，人体就像一根会移动的天线从而对心电信号产生50Hz左右的干扰信号。由于存在种种干扰，必须做好前端数据采集的硬件软件设计才能保证传送到医疗中心的心电数据的可靠性。

便携心电系统数据采集 图1中，L、R、F分别是左手、右手、左腿驱动电极，V1、V3、V5是3个胸电极，RF是右腿驱动电极。

图1 心电系统数据采集框图(略)

来自各电极的6路微弱信号经6个输入缓冲器缓冲放大后，送威尔逊网络及导联选择电路作导联选择，其切换信号由微处理器提供；右腿驱动的信号源取自威尔逊网络中心，经右腿驱动电路反向放大后，送右腿驱动电极RF，以中和人体上感应的共模干扰信号。导联选择控制将6个电极输入信号按要求切换为三组，每组含3种导联信号，同时送到3个前置放大器分别放大。电压放大器将来自前置放大器的3路导联信号进行电压放大，以适合A/D转换的幅度要求。各电压增益受微处理器控制。微处理器的功能是：（1）对来自电压放大器的模拟信号进行A/D转换，得到原始数据；（2）对原始数据进行分析，判断：导联电极是否脱落，并给予提示；电压放大器的增益是否合适，以便实时发出增益控制信号。

前端输入缓冲设计

由于信号本身存在较大的阻抗，为了能更好的驱动威尔逊网络必须设计输入缓冲。另一方面心电信号幅值在0～4mV之间。所以在缓冲运放的选择时必须要保证失调电压Vos不超过125 V。一路缓冲硬件设计如图2。
输入缓冲器的结构为电压跟随器，其作用是使人体与威尔逊网络高度隔离，图2所示为6路跟随器之一。一方面，极高的输入阻抗，克服了电极与皮肤接触电阻引起的信号衰减；另一方面，极低的输出阻抗，确保有效地驱动威尔逊网络工作。D1、D2组成双向限幅电路，对来自人体的高压干扰实施限幅，防止因过度激励造成运放逆转而失效。

图2 硬件设计(略)


威尔逊网络与导联选择设计

原理如图3所示。图中虚线框中的电阻构成威尔逊网络，R39、R40、R41的公共连接端为威尔逊中心。D5、D6、D7为多路电子开关，在导联切换信号的控制下，从威尔逊网络的有关节点取出3路导联信号。各电极在人体上的位置和接触状态存在差异，导联线的参数和威尔逊网络的元件值也存在离散性，故威尔逊网络的非中心节点上的干扰信号必然有幅度甚至相位差。这种差异将以差模方式传输到后续放大器被放大。而且，相对于心电有用信号而言，已不能忽视。为此威尔逊网络的干扰信号经D9反相放大后送右腿驱动，对于干扰信号而言这是一种深度反馈，极大的抑制了人体感应的共模干扰。提高了前端信号采集的精度。

图3 威尔逊网络与导联选择设计原理图(略)


前置放大器及主放大器设计

由于心电信号十分微弱，噪声背景强且信号源阻抗很大，一般典型值在500K ，加之测量电极引入的极化电压差较心电信号大几百倍达300mV左右。因此必须设计一个性能优良的前端放大器，滤波和限波电路。前端放大器要采用高输入阻抗，高共模抑制比，低噪声，低温漂，非线性度小，合适的带宽和动态范围。因此在本电路中采用AD620仪表放大器为主的电路(如图2)。AD620 输入偏置60 V，温漂0.6 V，峰值噪声特性0.28 V，高达120dB的共模抑制比，输入阻抗1012 ，非常适合做前端放大器。前端放大器设计如图4。

图 4 前端放大器(略)

为防止AD620的动态范围不够进入非线性区失去放大作用，前端放大器放大10倍左右。其增益公式Av=1＋49.4/Rg。由于信号主要能量集中在0.05~100Hz所以经过0.05~100Hz带通滤波后，送往主放大器放大到ADC的转化范围。

数字滤波设计

在心电信号采集过程中，常常受到工频干扰（50Hz）、肌电干扰（35Hz）、基线漂移等各种干扰信号。为了让心电仪的采集部分便于携带和降低功耗我们没有采用硬件限波电路，而是利用DSP在信号处理方面的优势采用了软件滤波。在本系统中，我们采用了一种简单整系数限波器 ，对工频干扰及基线漂移进行滤除。滤波器用到了减法技术即用一个全通网络减去一个具有相同传输延迟和增益的窄带带通滤波器的输出，得到一个具有尖锐限波特性的限波器(NOTCH)，其原理如图5所示。

图5 滤波设计(略)

滤波器的传递函数为：

H(Z)=H1(Z) H2(Z)其中 ，H1=Y1(Z)/X1(Z)=Z M，H2=Y2（Z）/X2（Z）

要使限波器（NOTCH）具有带宽约1Hz左右的特性，必须使窄带带通滤波器具有很大的零点数目。在1000 Hz采样频率下，以每赫兹宽度间隔设计零点，就有1000个零点均匀分布在z平面的单位圆上，每两个零点间隔设计为 /500 rad。按照设计原则在角频率 T=0， /10，2 /10…18 /l0，19 /10处设置极点，与该处的零点相抵消，形成了只有单频率成分通过的窄带带通滤波器。

其中0 Hz处的零极点抵消，用以消除0．5 Hz以下的基线漂移；50 Hz、100 Hz、150 Hz等处的零极点抵消，用以消除50 Hz工频及其谐波干扰。于是得到窄带带通滤波器的传递函数为：H^{1}_{2}(Z)=\frac{1 Z^{ 100}}{1 Z^{ 20}}。

同时为了防止该式在的幅频响应在50Hz处有180 的相移，我们必须采用修正因子 1+Z^{ 500}来修正。其结果如下：

公式（略）

从式中可以看出延时740，对H_{2}(Z) 求极限可得增益为100。于是我们可以得到如下的限波器（NOTCH）的传递函数：

公式（略）

可看出该传递函数是一个全通网络减去一个具有相同传输延迟和增益的窄带带通滤波器的输出。图6为限波前与限波后的比对图。

图6 限波前后对比图(略)


无线数据链路设计

采用高度集成的433MHz单片无线收发器nRF401。它具有功耗低(有待机模式)，体积小，外围器件少与DSP连接方便的特性，使用PCB环形天线，最大发送功率可达+10dBm发射距离在1000米左右满足社区范围内使用。外部硬件设计如图7。

图7 天线数据链路设计(略)

为了确保无线数据通路的可靠性，图中标记L1必须使用一个高质量的Q>45，自谐振频率433MHz精度2％的高精度电感。PLL滤波器电容要求必须是陶瓷电容以便获得较好的高频特性。在PCB设计时注意在芯片供电引脚使用一个4.7 F和0.1 F去耦电容以便射频模块能稳定供电，为减少射频模块对DSP控制器的干扰在双面板的上下充分铺地，同时要确保所有的数字信号和开关信号不能通过PLL滤波电路和VCO外部电感L1的附近。其链路图如图8 。

图8 链路图(略)

Internet接入设计

目前ADSL上网在家庭中已经普及而且使用的模式基本上都具有路由功能，这就为心电系统的客户端Internet接入提供了有利平台。心电系统客户端的ADSL端接收设备与便携数据采集仪使用相同的无线单片收发射频芯片接收数据，因此在客户端我们仅需要设计基于DSP的以太网接入技术即可。其Internet接入方案如图9。

图9 Internet接入方案(略)

基于该构架的无线网络12导联便携心电系统完全克服了传统便携心电仪的存储空间有限的问题，以及纯粹无线发送的便携心电仪在医疗机构中使用的某种限制。利用已有的ADSL Internet接入技术使得该系统的成本大大降低，便于在数字化社区推广和应用。利用Internet将心电数据不间断的发送到医疗服务中心，为疾病的预防与诊断提供最实时的数据。同时配合医院的医疗数据库可以使该系统具有更强大的服务功能。