LNA在今天的通信系统中多用在接收机前端的第一级。它的主要功能是在不添加额外噪声的情况下尽量放大输入小信号，从而在低功率点上保证所需的信噪比。另外，对于大信号，LNA应该尽量做到在不失真的情况下放大输入信号，因而消除信道串扰。合适的LNA设计在当今的通信系统设计中占有重要地位。鉴于眼下数字通信信号的复杂性，在LNA的设计过程中，需要处理和解决更多的设计问题。

一份较好的LNA设计需要同时考虑到诸多因素：高增益，低噪声系数，良好的输入输出匹配，稳定性，线性要求。这些因素同样重要，而且相互之间并不完全独立。低的噪声系数和最佳的输入匹配在没有巧妙地反馈回路下几乎不可能同时获得。绝对稳定在很多情况下需要牺牲一部分增益作为补偿。高的IP3需要高电流，而最小噪声系数通常要求较低的电流。通过一些办法可以在低电流情况下获得较好的IP3。

AvagoE-PHEMT管ATF54143的 性能

Avago公司的ATF54143 E-PHEMT见图1、图2，具有高增益，高线性度和低噪声的特性，这使得ATF54143适用于频率范围在450MHz~6GHz无线系统的各种LNA电路中。

图1 SOT343封装图(略)

图2 ATF54143(略)

与典型的D-PHEMT不同，ATF45143并不需要在门级上加负电压偏置， 而是在门级加正电压偏置。因此，ATF54143的偏置电路更像是双极型晶体管的偏置电路。但是与一般的双极型晶体管不同，它的偏置电压不是0.7V，而是工作在大约0.6V。

稳定性设计

稳定性设计是LNA的设计中非常重要的一个环节，绝对稳定是设计者所追求的目标。绝对稳定意味着对于任何源端和负载端的阻抗，电路都不会出现不稳定的情况。而不稳定主要由3个原因产生：晶体管内部的反馈回路，由外部电路产生的在晶体管外部的反馈支路，以及通带外的多余的增益。2个常用的稳定性因子可以用来表示LNA的稳定性： 和K，其中 应该首先被计算出来，它是计算K的基础：

公式(略)

对于上面的2个因子，必须同时满足 <1，K>1，电路才能称为绝对稳定，否则将存在潜在的不稳定性。一个更实用的检测因子是 ，判断准则是：

公式(略)

需要说明的是还存在 2，但是在 1>1时， 2也必然大于1，因此设计者只需要考虑稳定性判定因子1。

对于非绝对稳定的电路，可以在其输出、输入端添加电阻或是在放大管的源极对地之间添加一段很短的传输线来增加稳定性。然而，这些附加的元件会牺牲LNA电路的其他性能。

匹配网络设计

匹配网络的设计着眼于如何在噪声系数尽量小的条件下把晶体管的输入端匹配到50 输入阻抗。通常情况，最大增益和最小噪声系数不能同时达到，这就需要在两者间采取折衷的方案。一般Datasheet上会给出放大管的 opt ，相应在Smith圆上的点对应于最小噪声系数。通常的做法是在 opt和等增益圆之间任取一个方便计算处理的点，位置记作 s，进而可以得到晶体管输入端的ZS，利用ADS软件提供的Smith圆图工具就可以方便的进行输入匹配网络的计算。有了输入匹配网络的参数，输出匹配网络的设计就可以方便地进行，又通过下面的公式：

公式(略)

与计算输入匹配网络相似，同样可以利用Smith圆来计算输出匹配网络参数。

线性性能的改进

为了改善电路的线性性能，需要提高电路的IP3，如果提高电路的输出电流，就会影响电路的其他性能。所以需要采用别的办法来稳定电路的线性性能。

IP3点是通过在电路的输入端输入两个等幅并且有小的频率偏移信号而形成的。当电路接近非线性区域时，两个载波将会产生失真产物，如图3所示。

图3 双频带内和带外失真成分图(略)

低频产物f2-f1将会对LNA的基极-发射极和集电极-发射极电压产生调制。为了改善线性，门极和漏极电压的波动需要通过添加旁路电容来消除。一般来说，在特定的频率间隔，旁路电路的阻抗应该小于放大管输入阻抗的25%，对于ATF54143来说，我们大致选取hfe为100，这样对于5MHz的频率间隔，有如下关系：

公式(略)

这样通过上面的办法就可以在不增加电流消耗的同时改善了IP3，从而改善了电路的线性性能。


完整电路的设计

设计的目标是一个高性能的工作在1.9GHz频点的LNA射频电路。该电路设计的首要问题是需要选取合适的直流工作点。这里选取ATF54143的典型直流工作点参数：V_{dd}=3V，L_{ds}=60mA 。从数据手册上则可以得到相应直流工作点的S-参数。结合上述设计原则以及S参数数据，就可以设计出如图4所示的LNA电路。

图4 LNA设计电路图(略)

电路中R3的计算是基于Vds和Ids：

公式(略)

VDD是馈电电压，这里选取馈电电压为5V；

Vds是器件的漏极到源极的电压，为3V；

Ids是所需的漏极电流,为60mA；

IBB是流过R1、R2电阻分压器的电流，它一般至少为门极漏电电流的10倍，这里选取为2mA。

这样通过上述参数，即可计算出R3≈32.3 。

R3旁边的电容C6即是用来增加线性度的，这里取10,000pF，满足了以上论述的要求。

考虑到需要在门极加上0.6V的正向偏置电压，则可计算出R1和R2的值。

公式(略)

R2=\frac{Vds V_{gs}}{I_{BB}}=\frac{3 0.6}{0.002}=1200
R5呈高阻态，用来抑制门极电流，从而提高了E-PHEMT的效率，从而选取R5为12K 。

C1、L1为输入匹配网络，C4、L4为输出匹配网络，C2、C5为相应的旁路电容。这里输入输出匹配网络的参数可以利用上述ADS中Smith圆图工具来得到。从而得到C1=C4=8.2pF，L1=2.7nH，L4=5.6nH。

只有以上的元件是无法满足稳定性的要求，在ADS下仿真得到的稳定性因子曲线图如图5所示。

图5 增加稳定性措施前LNA电路的稳定性因子曲线图(略)

由于ATF54143无法达到绝对稳定，所以需要增加电阻原件来增加稳定性。从稳定性因子曲线图中可以看出不稳定性主要集中在低频端。LNA设计电路图中R4的选取就是用来增强LNA电路的低频稳定性。C3是相应的低频旁路电容。这里由于R4加在输入端，所以R4的取值不能太大，否则会影响放大器的噪声性能。

图6 增加R4后的LNA电路的稳定性因子曲线图(略)

从图6曲线可以看出，稳定性有所增加，但是仍然没有达到绝对稳定状态。所以要继续采取其他措施增加稳定性。这里可以在放大管源极上加一小段短的传输线，起到增加电路稳定性的作用。但是要注意，在放大管源极添加传输线来稳定的方法是以牺牲放大器其他性能为代价的。同时过长的传输线增加了电路自激的可能性。

从图7中可以看出，稳定性因子在很宽的频段内均大于1，即在LNA电路在这些频段达到了绝对稳定。

图7 源极增加传输先后LNA电路的稳定性因子曲线图(略)


PCB版图和实物图

通过上述分析，可以设计出LNA电路的PCB版图和实物图，如图8，图9所示。

图8 设计PCB电路图(略)

图9 设计LNA实物图(略)

实际性能测试

测试仪器是Agilent公司的网络分析仪Agilent8722ES，分析范围涵盖了50MHz到40GHz的频段，因此可以用来测试工作在1.9GHz频点的LNA电路的性能。

图10 S11测试曲线图(略)

图11 S12测试曲线图(略)

图12 S21测试曲线图(略)

图13 S22测试曲线图(略)

从实测数据来看（见图10~图13），在1.9GHz频点S21达到了16.9dB，并且在很宽的频带内有较为平坦的增益；而S12为 31.3dB，说明电路有很好的前后隔离性能；S11和S22分别为 9.5dB和 22.1dB，输入端有一定的回波损耗，但是考虑到各项指标是互相平衡的结果，LNA电路的总体性能已经可以令人满意。

结束语

本文基于 E-PHEMT放大管讨论了LNA电路的设计方法，从中可以看到使用Avago公司的ATF54143可以比较轻松满足设计者追求的设计目标，设计者通过ADS仿真和以上所讨论的设计原则就可以得到性能满意的LNA电路。