LT1248是凌特公司推出的一款功能较强大的PFC（power factor correct）控制芯片。该芯片采用DIP16封装，具有以下特点：

（1）能够适应宽范围内的负载变化。

（2）采用平均电流控制方法。

（3）输出驱动电流峰值达1.5A。

（4）低静态工作电流、高开关噪声抑制。

（5）内部集成了多重的保护。

（6）特有同步信号处理能力。

LT1248在开关电源的前级输入预调制器和UPS整流侧PFC电路等AC-DC变换场合，能够很好的控制输入功率因数，减少对电网的干扰，有着很高的应用价值。

LT1248的内部结构和工作原理

LT1248的内部结构如图1所示，按功能的不同大体分为三个部分，基本运算单元（含电压误差放大器、乘法器、电流放大器）；

图1 LT1248的内部结构图(略)

保护单元（含过压保护电路、过流保护电路、欠压保护电路、开机软启动电路和保护信号综合电路）；

功能实现单元（含PWM比较器、RS触发器、同步信号发生器、振荡器、图腾柱和7.5V基准输出等）。

基本运算单元

LT1248基本运算单元的控制结构框图如图2所示。图中基本运算单元将11脚检测到的输出电压反馈信号与内部7.5V给定电压相减，经电压调节器后，与6脚检测到的输入电压反馈信号相乘，得到输入电流给定指令，再与4脚检测到的输入电流反馈相减，经电流调节器，形成控制量，该控制量与三角波比较，生成占空比可调的PWM驱动脉冲，驱动电路中的开关管的通断，最终实现APFC控制的目的。常见的输入电流给定信号与输入电流反馈信号的比较策略有三种：峰值电流比较、滞环电流比较和平均电流比较。前两种比较策略所用的器件较少，但是容易受噪声的干扰，使系统控制精度降低。LT1248采用的是平均电流比较的策略，很好的提高了控制的精度。同时，LT1248采用的是电压电流双环控制的方法，电压环的输出成为电流环的给定，这样即保证了输出电压的恒定，又保证了输入电流与输入电压的同相位，同时也提高了系统控制动态特性。

图2 LT1248基本运算单元控制结构框图(略)

保护单元

LT1248除了可以完成基本的驱动开关管功能之外，还集成了完善的过压、过流保护和欠压封锁等功能。

过压保护在芯片内部有三重保护：

（1）由8脚OVP检测到输出电压信号，与7.9V相比，比较器输出低电平封锁乘法器的输出，使乘法器输出电流为零。

（2）因为电流放大器有失调电压，当IM＝0A时，电流放大器也会有输出，输出电压可能继续增大，这时，VSENSE检测过大，使7脚VAOUT<2.2V，比较器M1输出高电平，7 A的电流源通过二极管对ISENSE的外接电阻充电，抵消电流放大器反相输入端的负分量，使电流放大器输出近似为零。最终将输出电压误差维持在2V之内。

（3）在外围电路中可以通过检测输出电压来设置EN/SYNC脚，构成第三重的过压保护。确保电路安全可靠。

过流保护在芯片内部有两重保护：

（1）由脚12外接的电阻RSET设置的，根据公式 (略)，通过设定RSET，就可以控制IM的大小，而IM又和输入电流存在一定的比例关系（由外围电路选择有关），进而控制输入电流的最大值。

（2）保护（1）中，只能限制IM的最大值不变，电流放大器仍有输出信号，此时如果输入电流还要增大，则通过脚2（PKLIM）直接检测过流信号，复位RS触发器，形成第二重过流保护。

欠压封锁功能通过一个带滞环的比较器方便的实现。比较器同相输入端接VCC，反相端比较上限为16V，下限为10V，当VCC>16V时，开放软启动控制器，VREF输出7.5V。只要VCC不低于10V，LT1248就一直工作正常。一旦VCC<10V，封锁软启动控制器和VREF，输出脉冲同时也被与门封锁。

LT1248在PFC整流电路中的应用

本设计的PFC整流电路的技术指标为：

输入电压范围：150VAC~270VAC；

额定输入电压：220VAC；

额定输出电压：380VDC；

满载输入电流：6.8AAC；

满载输入功率：1.5KW；

输入功率因数：0.95以上，

具体实现电路图如图3所示。

图3　 LT1248在PFC整流电路中的应用实例(略)

RC振荡电路

该电路决定了PFC工作的频率，R越大，充电电流越小，充电时间越长，频率越小。反之，R越小，频率则越大。频率越大，输入电流跟踪特性越好，输入谐波越小，但电磁干扰也会更严重一些，对器件的要求也相应越高。该芯片频率的计算公式为： f=1.5/(R_{SET} C_{SET})。一般来说，PFC可以工作在100kHz左右，随着输入功率的增大，工作频率要相应降低。本设计考虑输入功率较大，选择f＝20kHz。此时，选RSET＝75K ，CSET＝1n。

输出电压检测和电压误差放大器

在直流输出端接电阻分压，分压比为50﹕1，为了不消耗过大的能量，提高效率，取分压电阻为1M 和20K 。该检测电压直接送OVP用来检测过压保护。同时，通过电阻R6＝20K 送电压误差放大器的反相端输入VSENSE。反馈电路的参数设计为：R7＝330K ，C6＝0.47 F，C5=0.047 F，这里C5较小，起滤波作用，忽略C5得该电路传递函数:

公式(略)，

比例系数为－16.5，积分时间常数为0.1551。

输入电流检测和电流误差放大器

由于RSET＝75K ，IM(MAX)＝3.75V/

75K =0.05mA，而主电路的最大电流值为：

公式（略）

(这里K可选1.1~1.3之间的值)

电流互感器检测比为100:1，故IS=170mA，由公式，取R3=3.4K ，R_{S}=\frac{1_{M(MAS)} R_{3}}{I_{S}}，取R3=3.4K ，RS＝1 。
值得注意的是这里的电流检测值不是由ISENSE直接输入的，而是通过MOUT输入一个负电平，与IM送来的给定电流值相加，形成加法电路，实际还是相当于给定电流与反馈电流相减的作用。

电流误差放大器的反馈参数设计为：C3＝100pF，C4＝1nF，R4＝4K ，R5＝20K 。

过流保护电路

因为内部第一重过流保护设的是17A，所以这里设20A为第二重的过流保护。RS左端电压为 0.2V，又因为脚2（PKLIM）有50 A的静态输出电流，所以得： \frac{0.2}{R_{9}}=\frac{7.5}{R_{10}+50 A}
取R9＝1K ，R10＝51K 。

软启动电路

LT1248上电后，输出电压还没有升到额定值，此时如果给定的电压突然加上，就会使电压误差放大器输出过大。所以，在13引脚（SS）接上一个RC充电的回路，内置一个12 A的电流源，上电后由电流源给SS端充电，直到＋7.5V停止。这里设R＝50K ，C＝0.01 F，充电时间常数为RC=5 104 10 8＝0.5ms。大约3～5个时间常数后电容上电压充满。 驱动脉冲

输出电路

外接一个10 的电阻接到MOSFET驱动端，防止驱动过流，同时通过一个15V的稳压管接地，将该处电平钳位在15V。

实验结果波形与分析

图4是100%阻性满载时，PFC整流输入电压与输出电压的波形，电压探头10倍衰减，电流钳的检测比为1A/10mV，由实验波形可以看出，电流波形和电压波形基本同相位，且近似为正弦，很好的做到了输入功率因数校正的作用。

图4 100%阻性满载时，输入电压与输出电流波形(略)

图5 100%阻性满载时，输入电流波形THD分析（略）

图5是用wavestar软件分析的100%阻性满载时输入电流波形的THD，计算得THD＝3.152%。

另外，在试验过程中，做了空载，30%，60%，100%，120%，150%等负载下的电流波形试验。因为相差1度功率因数为99.98%，相差10度也有98.48%，所以电流的波形畸变率是关系到功率因数高低的重要标志。表1记载的是各种负载情况下输入电流波形THD值。表中发现空载时情况最为恶劣，不仅电流波形THD高，而且电流与电压相位差大，随着负载的增加，相位差基本趋于零，电流波形THD下降，到满载时降到最低，接着又随负载的过载而略有增加。这是因为当负载变化时，整个系统的控制模型发生了变化，而基于满载时设计的电压、电流反馈的PI参数是一个定值，所以造成了空载、轻载时输入电流THD过大的情况。

表1 （略）

总结

本文对PFC控制芯片LT1248的内部结构和工作原理做了细致阐述，介绍了应用LT1248的PFC整流电路的设计实例，最后给出了试验的波形并进行了分析。采用LT1248做控制芯片的PFC电路，设计简单，输入电流波形好，省去了复杂的软件编制，并集成了多重保护，做到了硬件电路设计的小型化与简单化，能够在实际生产中推广应用。