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从TK2350看T类功率放大器(上)
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T Class Power Amp: TK2350
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■天津北海数字通信技术有限公司 邢中柱
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概述
广泛应用于汽车、家庭、PC和专业的音响系统，至今依然是A类和AB类线性放大器的天下。其致命缺陷是效率低，几乎有80%的能量转化成热消耗掉了。另一方面，D类功放因使用了脉宽调制开关技术，故效率高。因其MOS场效应管互补输出级固有的死时间效应（开通前关断），在较大功率输出时，不可避免地产生难以接受的信号畸变。
Tripath公司研发的高效、高保真线性（数字）音频功率放大器系列，称之为T类放大器，具有如下优点:
1.特点
系统成本略有降低，功耗大为下降；信号的高保真性能与AB类放大器相似；有很宽的动态范围，可与诸如CD和DVD等数字媒体兼容。
2.性能
●T类结构；
●引脚与Tripath公司出品的TK2150兼容；
●使用了DPPTM专利技术；
●发烧友水平的高保真质量：
输出80W（负载为4 ）时，总谐波失真（THD+N）为0.02%；
输出30W（负载为8 ）时，总谐波失真（THD+N）为0.03%；
●效率高：
输出150W（负载为8 ）时，效率为95%；
输出275W（负载为4 ）时，效率为90%。
●输出功率的范围很宽：
单端输出时，每声道（负载为4 时）输出功率可达300W；
桥接输出时，输出功率可达1000W。
●有输出过流保护；
●有过压和欠压保护；
●有超温保护。
T类放大器的功能和结构框图如图1，2所示。
器件使用指南
TK2350是双声道T类放大器控制驱动组件。图3是TK2350的一个声道（不妨以声道1为例）的简图。
放大器的基本工作原理
音响输入信号被馈送到TC2001的内部处理器中，处理器产生开关波形，其平均的空闲（无输入）频率为700kHz。随着输入信号的（电平和频率）状态变动，开关的频率大体分布在200kHz～1.5MHz的范围内。开关波形经反相通过TC2001芯片上的Y1和Y1B两引脚输出到TP2350芯片的输入端，开关波形相应地转换为场效应管驱动器的偏移电平，从TK2350输出，该输出驱动接在TK2350外部的两个MOS场效应管的栅极（HO1和HO2），两个MOS场效应管按半桥结构连接。半桥输出是在VPP和VNN之间切换的开关波形，呈功率放大形式，然后再经过一低通滤波器，重新得到了一个输入的与音响信号相同、却又经过放大的输出信号。
TC2001处理器由5V电源供电。在MOS场效应管输出端产生一开关波形时，为了防止MOS场效应管因冲击电流导致的损毁，处理器要插入一个"开通前关断"的死时间，即一场效应管开通时，另外一场效应管先要关断。此死时间用"开通前关断"控制位，即BBM1后BBM0进行设定。从半桥输出端，通过FBKOUT1反馈回处理器。通过FBKGND1附加的这个反馈信息是为了抵消地电平的抖动。
TP2350芯片中的MOSFET驱动器分别从VN10和LO1COM得到的电压去操作低侧的MOS场效应管驱动器，而从VBOOT1和HO1COM得到的电压去操作高侧的MOS场效应管驱动器。VN10必须要比VNN电压高10V的稳压电源。
两个N沟道的MOS场效应管分别接成半桥的上侧管和下侧管，其栅极阻尼电阻RG用来控制MOS场效应管的下降速度，因此将场效应管管上的电压过冲降至最小。
电路板的工艺布局
TK2350是（大电流）功率放大器，且其工作的开关频率很高，放大器输出呈开关状态，在VPP和VNN之间高速变化，驱动的电流亦颇大。高频数字信号经过LC低通滤波器将原先的、但经过了放大的音响信号恢复。由于放大器必须驱动感性的LC输出滤波器和扬声器负载，输出电感的能量变化，有可能使得放大器的输出比电源电压高，或比地电平低。为避免TK2350遭到危险的电压冲击，要严格遵循良好的印制电路板布局规则。建议在所有的应用场合，采用Tripath的电路布局和应用电路。若要作某种变更，必须对相应的环节作出仔细分析。
如下所列的一些元件，它们尽量靠近TK2350器件或输出MOS场效应管引脚放置。从器件操作或性能方面的考虑，如下建议是按布局的重要性分等级的。
● 电源的退耦电容CHBR，为放大器供电电源提供高频旁路通道，以此降低印制电路板电源引线上的尖峰信号。特别要注意半桥连接中的两个MOS场效应管要分别进行退耦。此外，它的耐压等级至少要150V，必须比VPP-VNN的电源电压满度范围还要大；
● 反馈电容CFB，其作用是去除放大器反馈信号中的甚高频成份，并通过对反馈信号的延迟降低输出的开关频率。此外，声道1和声道2的CFB取值不同，其目的是保持两声道的平均开关频率之差＞40kHz，这可将音响信号频带内的噪声降至最小。这些电容要分别放置在尽可能地与TK2350器件靠近的位置；
● 为了尽可能地降低拾取噪声，降低THD+N，RFBC应当放置在尽可能地与TK2350器件靠近的位置。保证将高电压反馈的引线远离输入运算放大器，否则噪声耦合即会出现。最好的解决办法是用额外接地面分别将高电压反馈引线和输入运算放大器部分包裹起来，反馈和反馈地引线应平行走线；
● CB和CSW是VN10和自举电源的高频旁路电容。这些电源会出现很大的电流。
一般而言，元件应尽可能地靠近TK2350放置，尽可能降低寄生参量。CFB，CB，和 CSW应为表面贴封装的器件，布放在印制电路板的"焊接"面一侧。
有些元件对摆放的位置无所谓，但对具体的布局、引线的走向却十分地讲究，如：
● 为保持阻尼因子为最大，减小畸变和噪声，调制器反馈回路的连接线应当直接接到输出电感的引脚上。去参见EB-TK2350评估板，及对评估板的有关附加说明；
● 输出滤波电容CO，和Zobel电容CZ应当与负载的返回线接成"星"状，输出的接地反馈信号应从该"星型"接地端接出；
● 调制器反馈电阻RFBA，RFBB，和RFBC应当整体地接地，并一块接到5V。这样，有助于降低差动反馈引起的共模噪声。EB-TK2350评估板的说明文件中有更详细的阐述；
● 从输出电感直接来的反馈信号，从实质上说，是高电压的高频信号。如果该引线靠近了输入接点INV1和INV2，则高阻抗的运算放大器反向输入端即会拾取噪声，这将造成显著的背景噪声，特别在当输入信号是交流耦合到地时，或输入端接着外部信号源，诸如CD播放机或信号发生器等。因此，这类反馈引线是决不能靠近输入部分的；
● 为了尽可能地降低噪声的拾取，要将INV1和INV2的引线尽量地减短。其实做起来很容易，只要将输入电阻R1和输入级的反馈电阻RF摆放在尽可能地靠近TK2350的地方即可。此外，要将偏置调节电阻ROFB摆放在TC2001的输入部分，RFB是分别接在INV1和INV2处的偏置调节电阻。
3.TK2350的接地技术
在印制电路板上采用得当的接地技术，可将TK2350的性能得到极致的发挥。反之，诸如THD+N，噪声平台，和串扰等寄生参量即会使放大器性能恶化。以下就TK2350及所谓的"音响"系统接地技术，择要地给出一些建议性设计原则。
TK2350大体可分成三部分，即由TC2001构成的输入部分，由TP2350构成的MOSFET驱动器部分，和由MOSFET构成的（高电压）功率输出部分。TK2350评估板上，输入部分与MOSFET驱动器部分，和功率输出部分的接地区是截然分开的。为了尽可能地减小接地回路，尽可能地降低噪声平台，输入接地区（AGND）和输出接地区（PGND）必须单点连接。根据系统设计，该单点连接可以铁氧体磁芯，或印制电路板迹线方式完成。
模拟地必须与TC2001的引脚20，TP2350的引脚2和引脚5连接。所有的TP2350空脚亦应与模拟地连接。V5电源的地端接到TC2001的引脚20。此外，任何的外部输入电路，如前置放大器，或有源滤波器等应以TC2001的引脚20的电位作参考点。
功率输出部分，Tripath公司使用传统的"星型"接地方式。"星型"接地端是输出接地返回引线，输出电容CO，和Zobel电容CZ的连接端。负载地的返回引线和电源退耦引线是各自分开回到电源的。此外，任何类型的屏蔽，或机壳连接均直接连接到位于电源的"星型"接地端。这些防范措施既可极大地降低听得见的噪声，又可改善TK2350的串扰性能。
TK2350采用的差动反馈系统既降低了地电平抖动的影响，又消除了输出共模接地噪声。同样，每一声道要对从输出地端来的反馈信号进行检测。为此，只要将输出接地引线直接与"星型"接地端连接即可。
TK2350放大器设计细节
1.TK2350放大器增益
TK2350的增益为输入级增益与调制器增益的乘积。有关对如何确定外部元件取值的详尽解释请参见输入级设计，和调制器反馈设计等章节。
A_{V-TA3020}=A_{V-INPUTSTAGE} A_{V-MODULATOR}
A_{V-TA3020}=-{R_{F}}\over{R_{I}}[{R_{FBC} (R_{FBA}+R_{FBB})}\over{R_{FBA}
R_{FBB}}+1]}
譬如，TC2001的外部元件取如下的数值：
RI=49.9 k ；
RF=20 k ；
RFBA=1.0 k ；
RFBB=1.07 k ；
RFBC=13.3 k ；
则
A_{V-TA3020}≈-{20k }\over{49.9k }[{13.3k (1.0k +1.07k )}\over{1.0k
1.07k }+1]=-10.71{V}\over{V}
2.输入级设计
TK2350的输入级是一反向放大器，允许系统设计师对输入级的增益，频响进行灵活的设定。图4所示是一典型应用例，其中的输入级为一恒定增益的反向放大器。输入级增益被设定为，当输入信号电平为最大时，输出电平达4V峰峰值。
显然，本放大器是一简单的反向放大器，在其带宽范围内，输入级的增益为： A_{V-INPUTSAGE}=-{R_{F}}\over{R_{1}}
3.输入电容的选择
一旦RIN的取值确定了，即可计算CIN，CIN和RIN确定了输入（高通滤波器）的-3dB低频极点。该极点一般在10Hz处。CIN的计算依据下式：
C_{IN}={1}\over{2 F_{P} R_{IN}}
其中：RIN为输入电阻，单位是 ；
FP为低频极点（典型值取10Hz）。
连接时注意CIN的极性方向。
(未完待续)
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