引言

传统上的手机电源管理是采用一系列用单个锂电池供电的低压降稳压器（LDO）。随着数字CMOS制造工艺的进步，基带和应用处理器的工作电压从前几年的3V减小到低于1.8V。同时，手机的处理能力也增加了，可以支持多种新型应用，如网络浏览、游戏、MP3、数码相机和PDA管理器等功能。这就要求这些处理器应用有更高的峰值电流。而且用户期望手机外观更小，而通话时间更长。这就需要提高整个系统的效率，对手机的设计人员而言是一个挑战。

改进的主要领域之一是基带处理器的电源。使用线性稳压器，电池和处理器之间的电压差在功率传递器件LDO中耗散。当处理器在2.5到3 V的范围之间工作时，损耗较小。但是使用低于2 V电源供电的处理器时，功率损耗显著增加。

图1比较了在基带处理器负载为100mA时锂电池有效工作范围内的开关稳压器和线性稳压器的效率。在锂电池的额定电压3.6V时，如果用开关稳压器代替LDO，效率可提高40%。

低静态电流的高集成度直流-直流开关变换器可使手机系统设计工程师不需要遵循传统电源设计的全部过程，包括控制器的选择、功率MOSFET的识别和补偿电路的设计。系统设计师只要稍加分析，便能确定可以充分利用集成的开关稳压器。

无论直流-直流变换器电路使用内部还是外部的电源开关，电路设计师必须确定的一个关键参数是负载电流能力。该值决定了电源开关的尺寸规格。峰值开关电流额定值（电流电平值，如超过该值，则功率MOS器件可能损坏或过热）与负载电流成正比。当然，功率更大的MOS器件能够提供更大的输出电流，但是对于一个给定的开关电流额定值，系统设计师基于外接元件值和工作条件，确实能够在某种程度上影响输出电流。

除峰值开关电流极限额定值以外，整个电源电路的有效输出电流能力也取决于输入-输出电压的关系、电感值和开关频率。因此，系统设计师需要理解应如何将集成电路开关稳压器的规格参数应用到特定的工作条件中。在某些情况下，公布的集成电路输出电流额定值不能反映其在特定应用条件下的真实能力，而且也有可能在无意中超出集成电路的安全工作限值。

降压变换器拓扑结构

图2所示为一个"半理想"同步降压变换器。上部电源开关占空比取决于降压比。当上部电源开关接通时，来自输入端的电流开始流过电感。当上部电源开关断开时，由于电感电流不能瞬间停止，下部（同步整流器）开关接通，电流流过下部的NMOS开关，如图所示。在稳态工作时，开关的"通"、"断"次数达到平衡，以维持所需的输出电压。
在连续导通模式工作时，PMOS（上部）开关的占空比与降压比成正比
D = Vout / Vin
对于开关频率fs，PMOS开关的导通时间是
Ton = D * (1/ fs)
因此，Ton取决于开关频率和降压比。

电感电流波形和等式

为了把DC-DC变换器的全负载运行特征化，可以假设变换器在连续导电模式（CCM）下工作。在CCM运行中，如图3所示，电感电流保持大于零。

平均电感电流等于输出（负载）电流。对于给定的恒定负载电平，当电源开关接通和断开时，电感电流围绕此电平斜升或斜降。因此峰值电感电流以及上部电源开关峰值电流将大于输出电流。输出电流是电感电流的平均值，介于Imin和Imax之间：
Iout=(Imin+Imax)/2 （仅适用于CCM）

为了确定给定负载电流的实际峰值开关电流值，可以从熟悉的电感电压/电流关系等式开始分析：
V = L* (di/dt)

其中，"V"是电感两端的差分电压，当上部电源开关导通时是（Vin - Vout）。电感电流从PMOS开关开始接通到断开的变化"di"为（Imax - Imin）。最后，"dt"值是开关的接通时间Ton，如之前定义一样。因此电感电压-电流关系可以定义为
(Vin - Vout)= L * (Imax-Imin) / (Ton)

整理上式，得出
(Imax-Imin) = (Vin - Vout)* (Ton) / L

已知Iout = (Imin + Imax) / 2，如图3所示，我们可以以Iout项表示Imin，确定电感斜升电流的上限为
Imax = Iout + (Vin - Vout)* (Ton) /( 2L)

上式中，{(Vin-Vout)*Ton/(2L)} 项代表纹波电流峰峰值的一半。因为Imax的值受到上部电源开关电流额定值的限制，减小纹波电流（峰值电感电流与平均负载电流之差）可使电路的有效输出电流达到开关电流额定值。上式表明了降压变换器电路的下述一般趋势：

·在固定频率的情况下，更高的电感使负载电流更大（更大的L =纹波电流减小）

·在固定电感的情况下，更高的频率使负载电流更大（更小的 Ton = 纹波电流减小）

·Vin / Vout 值以两种相反的方式影响输出电流:

更高的降压比（Vout/Vin）使开关接通时间（Ton）更短，因此可以得到更低的峰值开关电流；

更低的降压比（Vin接近于Vout）导致更低的差分电感电压，因此减小了斜升阶段电感电流的斜率。

NCP1501 同步降压稳压器

从系统设计师的角度来看，图4中的NCP1501器件可能类似于"半理想"降压变换器。需要的外部元件仅包括输入电容、输出电感和输出电容。NCP1501稳压器的其它特性包括外部频率输入、关断模式、输出电压选择以及在高低负载电流时均有高效率。此器件经优化后用于数字式手机，包括一个2比特数字可编程接口，从而可以在1.3或1.8V之间选择输出电压。另外，有一个从基带处理器导出并以系统基准时钟为参考的同步时钟输入（Sync）。该器件还包括了一个节电模式，从而使其可以在极低负载情况下在普通PWM 模式和节能的LDO模式之间进行切换。

将峰值电流等式应用于NCP1501器件进行计算表明，器件的有效输出电流实际上是外部元件和工作条件的函数。PFET的峰值开关电流极限（图3中的Q3）额定值是800 mA。考虑到元件的公差，将典型值减额20%，得到640 mA，作为最低限值。

图5 和图6 显示了调整频率和/或电感值使由NCP1501构成的4.2V至1.8V变换器的输出电流能力的差异。

在600 KHz的工作频率时，电感为6.8 H，在达到最差的开关额定值之前，变换器只能提供约500 mA的电流输出。但是，对于相同的电感值，如果开关频率增至1.4MHz，则可以获得超过550 mA 的输出能力。增加电感至10 H，负载电流可以增加超过600mA。NCP1501使用户可以通过可以与手机内主定时振荡器同步的外部时钟信号选择开关频率。

在另一方面，图7显示了在固定工作频率（1MHz）和固定电感值（6.8 H）下输入电压对于输出电流能力的影响。在这种情况下，如果限制输入电压，输出电流能力可能增加。但是，如果要求全范围的输入电压，系统设计师应该知道，在高输入电压下，较低的负载电流就可以达到最差情况下电源开关的电流额定值。

这个现象似乎与直觉相反，因为一般认为高线路输入可以要求输入电源提供较小的电流；但由于输入-输出电压差值较高，使得电感电流斜升极快，因此纹波电流较大。图8所示为带有6.8 H电感的NCP1501器件在1MHz下工作时实际的线路和负载调整性能。

结论

从上面的讨论似乎可以得出只要用最大的电感和最高的频率就可以使输出电流能力最大化。但实际上由于存在其它因素，必须做出折衷。比如，对于相同的饱和电流能力，较大的电感值一般需要较大的物理尺寸。元件公差和减额因素也需要考虑，因为当电流增加到饱和极限时，磁性元件的有效电感开始降低。而在线路和负载瞬变的情况下，较大的电感会减慢开关稳压器的响应时间。由于NCP1501的设计要求最少的外部元件，所以控制环路稳定性补偿电路完全集成在电路内部。这限制了输出电感和电容值的范围。

因此，对于空间是首要考虑的应用中，系统设计师反而要选择最小的电感值，只要能可靠地为负载提供足够的输入电流即可。另外，更高的开关频率导致更高的开关损耗。在NCP1501的情况下，这就意味着变换器的效率降低了几个百分点。这也当然导致便携式设备的电池寿命稍微减小。而在需要有可在高dV/dT条件下维持其性能特性的磁芯材料，更高的工作频率可能也限制了电感的选择。

NCP1501器件最小的开关电流额定值为640 mA。能方便地采用标准的表面安装元件设计出500到600mA输出电流能力的变换器。尽管如今的集成开关稳压器在系统设计中使用比以前的稳压器方便得多，但正确的选择外部元件仍是实现手机最佳性能的至关重要因素。