电阻电位器的应用很广泛，通常可用来进行偏移量或增益调节。机械式电位器有多种阻值，在额定阻抗、温度参数等方面的规范也较严格，因此至今仍是最实际的选择方案。然而，在许多应用中，存在着各种环境、可靠性、可重复性等方面的因素，制约了机械式电位器的使用。这些问题需要通过其它替代方案来解决。

数字电位器(参见图1)就是一种可靠的选择方案。它没有机械式抽头，因此具有较小的震动公差和较高的机械可靠性；而且，它是可编程的 随着单片机和微处理器的应用日益广泛，这一特点具有明显优势。其可编程能力允许可重复且可靠地返回同一抽头位置。

任何电位器都可以配置为如下两种模式之一：变阻器或分压器。在变阻器模式下，抽头(PW端)与PA端或PB端短接，如图2a所示。在分压器模式(参见图2b)下，这三端连接到电路的不同节点。在这两种配置中，如果在设计数字电位器时不采取适当的预防措施，会存在影响整个系统的额定阻抗误差和温度系数误差。本文介绍的思路可减小这些误差，优化数字电位器的性能，是替代机械式电位器的较佳选择方案。


配置为变阻器模式的数字电位器电路

在变阻器模式下，输出阻抗是数字调节，从最大额定值减去1LSB，直到输出阻抗为0欧姆。

图1：在功能上，数字电位器与机械式电位器的工作原理相同，通过输入到器件的串行码来调节数字电位器
图2：数字电位器的电阻元件可以配置为变阻器模式(a)或分压器模式(b)，每种模式都有相应的性能规范

元件的额定阻抗可按照如下公式计算：
RBW = RAB (Dn)/2n + RW
RAW = RAB (2n - Dn)/2n + RW
其中：
RAW是数字电位器A元件的阻抗与抽头阻抗之和，
RAB是从引脚A到引脚B、整个电位器的额定阻抗，
RBW是数字电位器B元件的阻抗与抽头阻抗之和，
n是数字电位器的位数，
Dn是十进制形式的数码，用于数字电位器编程。对于MCP4xxxx 8位数字电位器，可编程数码范围为：0~28-1(255)。RW是抽头的寄生阻抗。

正如图2得出的结论，数字电位器的额定阻抗因器件型号不同而有所不同。而且，各部分之间的额定阻抗差是规定在一定百分比范围内的。数字电位器的阻抗差异主要取决于p型硅扩散层的表面电阻率及内部开关的导通阻抗等工艺方面的差异。图2还显示了数字电位器元件随温度变化的情况。

对某些应用而言，图2所示的额定阻抗匹配水平是可以接受的。但如果需要更高的精度，在变阻器模式下，则需使用双电位器。在使用双数字电位器的情况下，两个电位器的额定阻抗精密匹配。可以充分利用这两个元件之间的这种精密匹配关系。

图3：可对此差分放大器中的数字电位器编程，改变电路的增益和增大共模抑制抽，此电路的共模不受温度变化影响
图4：此差分输入-差输出电路采用了两个在变阻器模式下工作的数字电位器，当两个数字电位器的阻抗设置相等时，两个输入信号的增益相等。

图3显示了利用这种优点的电路。运算放大器周围的这种电阻连接关系称之为差分放大器或运放减法器。此电路的直流传递函数为：

VOUT=V1 R4(R1+R2)/((R3+R4)R1)- V2(R2/R1) + VREFR3 (R1+R2)
/((R3+R4)R1)

如果R1/R2等于 R3/R4，那么此电路的系统增益为：

VOUT = (V1 - V2)(R2/R1) + VREF

在R1/R2等于 R3/R4的情况下，可以简化数学计算。因为两个输入信号的增益相同，所以可方便地从输出结果中减去两个信号的共模电压(CMV)。

在理想情况下，此电路抵消了CMV的变化。 此电路中，由于电阻不匹配引起共模抑制(CMR)误差，其计算公式为：

CMR = 100*(1 + R1/R2)/(不匹配误差%)
其中， (不匹配误差%) 是等式R1/R2 = R3/R4中的不匹配。

用一示例来演示此误差的影响：采用一个12位、5V的系统，其中，电路增益为100V/V，共模电压范围为0~5V，匹配误差为 0.2%。使用上面的公式，从0到5V共模偏移引起的误差等于0.2mV。 在12位系统中，这一误差不到1LSB的1/6。可根据需要，使分立电阻的阻值相等并同时改变两个电位器，来方便地进行增益调节。

在单电源环境中，用参考电压将输出信号维持在电源电压和地之间。在电路中该电压用"VREF"表示。VREF电路功能可以用精确参考电压源或者使用数字电位器的可调参考电压电路(如图5、图6和图7所示)来实现。可调参考电压设计为消除偏置系统误差提供了灵活性。

图3中电路的另一种可选择方案如图4所示。此电路采用高阻抗差分输入和差分输出，使用了3个电阻，其中包括两个半个双数字电位器。
如果R2 = R3，则传递函数为：

(VOUT1 - VOUT2) = (VIN1 - VIN2)(1 + 2R2/R1)

这种灵活的增益电路利用了双数字电位器在额定阻抗匹配和温漂方面的优点。


配置为分压器模式的数字电位器

在分压器模式下，电位器的三个端分别连接到电路的不同节点。器件的总阻抗被分为两部分：其一是PB端的阻抗，其二是PA端的阻抗，这两个阻抗等于：

RB = RAB (Dn)/2n
RA = RAB (2n - Dn)/2n
其中，RB等于元件B的阻抗，
RA等于元件A的阻抗。

第三个阻抗是在每个元件（A和B）中都存在、由抽头端引起的阻抗，称之为抽头阻抗或RW。如果数字电位器的抽头后接高阻抗节点，这一阻抗可以忽略。

元件A和B的绝对阻值误差仍为 20%和 30%，这取决于器件型号。但如图2所示，两个元件之比的误差将小得多。

因为RB、RA电阻元件是在同一芯片中、用相同材料生产的，比值随温度的变化率比变阻器模式下单个电阻元件的温度变化率小得多。这两个元件之间的温度变化也比绝对温度变化小，典型值为1ppm/ C。
配置为分压器模式时，数字电位器可有效地应用在各种电路中。下面这些电路都利用了两个元件的匹配。

图5：可利用数字电位器对电源的分压来设计数字可调参考电压，
图6：要采用三个数字电位器和一个双放大器来配置动态范围宽、理想LSB大小为VDD/22n的可调参考电压，其中n是数字电位器的位数
图7：用不可调精确参考电压和数字电位器可配置精确可调参考电压

参考电压电路

实现偏置电压调节的一种方式是使用参考电压。这类调节通常补偿信号路径中的所有系统偏置误差。在图5中，使用数字电位器来设计可调参考电压，将电位器置于正电源和地之间，输出的可调参考电压为：

VREF = VDD RPOT-B/RPOT-AB

这个参考电路的分辨率取决于数字电位器的可编程位数和VDD的值。使用8位数字电位器和5V电源时，额定LSB大小是19.53mV。此电路中的运算放大器起着隔离和缓冲后级电路对数字电位器阻抗影响的作用。

加在放大器输入端的电压绝对精度和温度性能，取决于数字电位器电阻元件的匹配和电源的稳定性。以MCP4x010（10kW 数字电位器）作为数字电位器误差影响为例：25 C时，其绝对精度小于 0.1% ( 0.25LSB) 或 4.883mV。随着温度的变化，由于阻抗匹配，输出电压变化的典型值为1%，因此，随温度变化（-40 C到+85 C），输出电压变化的典型值为 0.195mV或 97.7mV。 将这个电压变化值与室温状态时的误差相加，总的可能误差为 4.93mV。此例假定电源电压为稳定的5V。

如果具有电源电压全部动态范围的可调参考电压需要更小的LSB，可采用图6中的电路。其中， RPOT1的抽头电压由单电源CMOS放大器A1缓冲，RPOT2由A2缓冲。A1和A2输出的动态范围大约是(Gnd + 50mV) 到 (VDD - 1.2V)。正输出的摆幅主要受放大器的最大输入共模电压限制。VREF-a 和VREF-b电压的理论LSB大小等于VDD/2n或19.53mV。VREF-a 和VREF-b的电压差加在RPOT3上，然后此电压差被第三个数字电位器分压，以获得理想的LSB大小，其值为：

VREF-C = (VDD/ 2n)/2n = VDD/22n

图6的配置提供了16位理论输出分辨率。当VDD等于5V时，LSB的理论大小为76.29mV。这种精确可调参考电压电路的输出值受数字电位器绝对匹配阻抗和温度系数的影响。

另一种技术参见图7，它可设计精确可调参考电压。其中，用精确参考电压源来稳定电源电压的波动。由于数字电位器的配置为分压器模式，放大器输出的误差近似于图5中讨论的误差；唯一的区别是电源用精确参考电压源代替。当数字电位器用作D/A转换器时通常采用这种配置。（未完待续）