对于OEM和ODM 而言，WLAN技术从"b"演进到"a"、再演进到"g"，加上客户出于对已有投资的保护，不愿频繁更新已有的系统或设备，这导致了WLAN产品出现了多种产品类型，包括仅支持g标准的产品、双模式(a+b)产品以及多模式产品(a+b+g)。每一类型的产品都在成本、性能和产品上市时间上做了不同的折衷，而长远来看，多模式产品似乎将是最终赢家。因为这些产品能为客户提供最佳的性能体验，包括能够根据系统容量、信道负载以及用户收发信息的组成部分，通过在a、b或g网络间进行动态的选择或切换，因此为用户提供了无缝的WLAN网络漫游能力。多模式产品使得客户能够充分利用g具有的大覆盖特性和a所支持的更高用户密度,同时还支持企业终端节点间的平滑切换,在2.4GHz和5.2GHz两个频段中都可使用。

半导体方案提供商分别选择了各自不同的产品化路线。其中，射频系统架构仍然至关重要，它决定着系统的总体成本、性能、稳定性、体积大小和功耗等参数特征。半导体厂商必须为无线系统集成商提供最好的技术，以帮助他们将多模式产品的总体成本降到最低。要实现这一目标，关键是明确和解决贯穿于WLAN芯片组的射频IC、基带DSP和MAC之间的架构设计问题。

图2 上图显示了在单接收天线中，信号长度随瑞利衰减而变化的(略)

实际上，将射频与DSP子模块各自进行优化，已经不再是设计多模式802.11方案的有效途径。在过去的无线系统中，数据传输速率非常低，不需要对第二级的射频损耗进行补偿。但是现在的射频系统为了得到更高的数据传输速率，采用了非常密集的同相/正交调制器(I-Q constellation)。因此，射频架构需要将具有更高信噪比(SNR)的信号传送给数据检波器。通过采用主动的失真消除技术，射频+DSP子系统就能够满足系统容量与覆盖范围的苛刻要求。

图3 增加接入点的接收机数量能延伸覆盖范围(略)

Wi-Fi射频的演变

回顾WLAN技术的演变过程，可以发现新的带宽和调制技术所需的性能给射频设计带来的压力。在早期WLAN从1-2 Mbits/s演进到5.5-11 Mbits/s的过程中，射频IC架构也从使用分立元件，发展到使用分立元件与IC集成在一起的方案，并支持零中频(ZIF)，即直接转换射频。但调变符号集(constellation)的大小很大程度上都是一样的-都采用了BPSK(1 bps/Hz)和QPSK(2 bps/Hz)调制技术，DSP的设计挑战则逐渐演进到需要支持补码键控(CCK)调制，而不是早期的直接序列扩频技术(DSSS)。为达到54Mbits/s的数据传输速度，采用64-QAM调制技术(6 bps/Hz)的正交频分多路复用(OFDM)技术被引入到WLAN中。这一演进反过来将设计群体分成了两个派别：一方支持ZIF架构；另一方则支持超低中频(VLIF)架构。两个派别都认为自己代表了最佳的射频架构。
比特率与现有Wi-Fi射频的调制密度结合在一起，使得射频子系统的SNR成为一个至关重要的设计约束。数据检波器所得到的最终SNR是由下列因素决定的：1）注入到发射机中的噪声集合，包括各种热噪声、相位噪声、1/f噪声、量化噪声和本振(LO)的信号泄漏；2）数据在无线媒介中传输时发生的瑞利衰减(Rayleigh fading)和路径损失。3）注入到接收机端的噪声(热噪声、相位噪声、1/f噪声等)，加上各种失真，频率和直流的偏移，以及I/Q不均衡。接收机也会有失真，因为临近信道之间的信号可能会产生交迭或冲突。所有的这些噪声和失真都降低了数据检波器所得到的信号的质量。如果最终的SNR值小于既定的目标值，DSP就需要进行失真消除。

设计挑战

因此要想设计与实现OFDM射频架构，就必须了解整个噪声的来源以及噪声会对射频与DSP部分造成的各种失真。在6Mbits/s时，SNR受热噪声的限制多，而受信号失真的限制少；而在54Mbits/s时，SNR受失真的影响要更多些。射频架构的不同，对SNR具有重要的影响，因为如果没有某些程度的失真补偿和校准，54Mbits/s的OFDM射频架构就不能达到所要求的性能。所要求的校准的精度取决于：1）射频架构是属于VLIF、ZIF架构，还是超外差架构；2）射频IC所采用的半导体制造工艺是CMOS、BiCMOS，还是SiGe工艺(如SiGe材料的固有噪声无疑比CMOS要低很多)。所需要补偿的程度，反过来又将影响整体系统的物料成本(增加裸片大小)、整体设计的功率耗散、整体方案的性能、各种运营模式下稳定性，以及制造的冗余度。

射频接收器前端传统上是基于外差式或超外差式架构的，这种架构通过一个或多个中频阶段来达到较佳的选择性和灵敏度。可是，典型的外差式或超外差式射频电路需要用到大量的分立元件，这将增加系统集成的难度。大规模市场应用要求WLAN系统向低成本架构发展，这使得信道的滤波功能通过选择直接转换和VLIF架构来推向更低的频率。

选择ZIF架构还是VLIF架构，应该取决于想要实现的信号噪声畸变比(SNDR)、射频系统想实现的最小灵敏度，以及阻断器标准。杰尔系统公司的WaveLAN系列方案在同一个产品中包含了两种架构，并表现出下面四点不同的设计挑战：

对ZIF架构而言，接收机的I/Q不平衡一直是个问题。为了避免不均衡的发生(如串扰)，同相分量(I)与正交分量(Q)之间需要相互正交(分别呈90度)，这在集成的收发机中很难实现。而对VLIF接收机而言，由于没有邻近信道，就不存在I/Q不均衡的问题。

频率偏移会导致OFDM信号中子载波的相互干扰。再加上直流偏移，会进一步导致信号失真。而VLIF架构由于不存在直流偏移，只需要解决子载波之间的干扰问题。在ZIF和VLIF接收机中，都要求具备频率偏移的修正电路。

直流偏移是ZIF接收机的致命弱点，要求具备能优化射频性能的补偿措施。因为直接转换将射频信号直接转换到基带中，信号主要的增益和滤波就在直流到信号带宽中的频段中。在这一过程中，信号链路固有的直流偏移会无意中被放大，反过来会降低电路的动态范围。另外，当某些信道内的本振信号泄漏被送至混频器的射频前端，也会产生直流偏移问题。VLIF架构就没有直流偏移的问题，因为中频阶段能简单的滤除直流偏移。

1/f噪声也是ZIF设计需要着力解决的问题，尤其是当射频IC采用了CMOS工艺技术制造的时候。而对VLIF架构而言，这一问题并不存在。
ZIF架构的主要优点就在于成本。它能在射频端为镜像信号抑制和中频信道的选择，减少昂贵的滤波器件的使用，提高硅芯片的集成度。由于能够降低元器件的数量、系统功耗和电路板面积，因此对某些特定应用而言，这种架构已被证明是一个不错的设计选择。

为了将802.11的数据传输速度提升到54Mbits/s，802.11a和g标准中采用了OFDM技术，以提高频谱效率和信道吞吐量。由于OFDM在每个子信道都采用了64-QAM调制技术，因此可以在20MHz的信道带宽里，将高速信号通过64个并行子信道发送出去。64-QAM解调技术要求SNR值要高，再加上OFDM调制技术对由直流偏移和频率偏移所造成的失真非常敏感，因此ZIF架构不太适用于802.11a/g接收机。

VLIF接收机架构的固有特点，使其在对OFDM信号进行滤波时会滤除掉直流偏移，因此避免了ZIF架构会遇到的直流偏移的问题。要滤除VLIF接收机中的镜像信号，可让本振到混频器之间的信号相互精确正交。信道选择是由多相滤波器来执行的，这种多相滤波器也能抑制最终下变频与直流之间的镜像信号，同时还可降低对A/D转换器的动态范围要求。成功实现OFDM射频架构的关键就在于避免会危害数据检波的失真。如果选择了合适的射频架构，就会避免直流偏移的问题，这时DSP就只需要执行频率偏移的修正工作。

由于ZIF接收机面临各种失真问题，某些开发商正试图通过减少发射失真，来减轻接收机的失真，并仍能满足工作的要求。然而，WLAN市场是由IEEE标准所规范的。因此，为减轻接收失真的限制而减少发射的失真，会导致各供应商设备之间的互操作性问题，必将损害整个WLAN产业的长期发展。

如果想在2.4GHz和5.2GHz两个频段中都实现54Mbits/s无线通信的同时，还能达到给定的SNR要求，覆盖范围就会非常有限，通常情况下也是不能完美实现企业级WLAN应用的关键障碍。图1说明了接收信号的长度(数据检波器中的SNR值)会随着瑞利衰减如何变化。目前还处于研究中的一项创新技术是采用多进多出(MIMO)配置。如图中所示，这种方法可能的好处在于(除了潜在的能增加系统容量外)，采用MIMO技术的WALN系统能增加覆盖范围。一个双天线接收机系统能在接收机DSP输入端提供更高的SNR，同时还减少了信号衰减的程度。

一个可能的MIMO配置可采用双天线WLAN接入点和一个单天线的接收机(如图2)。在接收模式中，时分复用(TDD)接入点能采用最高比结合(MRC)算法,在发射模式能采用最高比发射(MRT)算法。这一配置的优点在于，不需要改变802.11a/g标准，也无需对已安装的用户设备进行任何改变，就能实现产品之间的相互兼容和应用的顺利展开。

随着对高带宽应用如HDTV信号传输需求的增加，未来的Wi-Fi射频很可能是以OFDM技术为支柱，但也有一点变化，那就是将采用MIMO技术来扩展覆盖范围和带宽(图3)。实际上，由适当校准的双天线所提供的SNR改善，能使未来的WLAN系统在信道吞吐量和覆盖范围的提升这两者之间进行动态切换，当用户在接入点所覆盖的范围内移动时，能够动态的调节信道吞吐量。