白色LED的一种有趣的应用是汽车前照灯。这些LED必须是高光通量输出元件，也就意味着要求高功率。因为所需的输出参数是光通量，而这个参数取决于通过LED的正向电流，所以最后需要一个电流调节器。而且，因为LED的光通量输出即使对于固定的正向电流也会因生产的批次不同而不同，所以需要一个提供可编程输出电流的方案，来匹配各生产批的LED器件。可编 程性也可实现包括调光的功能。本文将描述这样一种电路 。

背景

汽车照明装配供应商正在考虑用LED器件与高强度放电(HID) 照明竞争。首先，LED器件的驱动电路没有HID 灯复杂。HID灯要求高压镇流电路在HID 灯中启动一个电弧，而且在启弧后需要调整其电压输出，以维持对HID灯的恒定功率供应。从电磁兼容(EMC)的观点来看，这些高压电路易于产生噪声，进一步阻碍了这些技术在汽车领域使用。最后，LED器件的成本持续下降，使这种技术对于成本敏感的汽车市场越来越有吸引力。

一个典型的LED前照灯应用要求给LED阵列提供大约25 瓦以上的功率。因为LED元件的一个优点是效率高，所以驱动电子元件也应该提高效率，以充分发挥LED技术的优势。因此考虑采用某种开关电源 (SMPS)来实现这个目标是可以的(参见图1)。但大多数SMPS 设计的目标是调节电压而不是电流。

图1　驱动LED阵列的基本SMPS路(略)


选择电路拓扑结构

对于这种应用，选择了降压拓扑结构。输入电压的限制(VBATT =9 V min.) 和阵列的正向压降(2xVF=8.0 V，VFMAX=4 V@IF=350 mA)确定后，期望采用降压拓扑来满足这些要求是合理的。其他驱动LED的方法是用开关方式产生/稳定电压，然后通过脉冲宽度调制方式调节流过LED的电流。在LED和开关的路径上，需要串联一个限流电阻，以避免流过的电流过大，造成潜在的损害。这个串联电阻消耗功率，也会导致效率降低。

但是，SMPS本身具备有利于稳流的元件。降压调节器的简化电路如图2所示。

图2　简化的降压调节器电路图(略)

更仔细的观察这个设计中的储能元件可以发现一些有趣的观点。通过电感的电流可以看作既是交流也是直流元件。考虑SMPS的电感在连续模式中工作的情况 (通过电感的电流波形参见图3)。 在这个应用中直流元件特别令人关注。因为电流是关键参数，所以调节电流并向负载提供是这个电路的主要目标。还应该记住把交流元件减到最小的目标。

图3　连续模式流过电感中的电流波形(略)

另外，因为不考虑输出电压，而且它会随着LED 器件而改变，因而不需要像传统稳压电路一样考虑这个节点的稳压任务。当电感进行充电并且帮助向LED 阵列提供能量时，输出电容在此期间提供电流。传统稳压器的这个元件将保留。

选择控制器

这里选择了安森美半导体CS5165A，因为随着误差放大器参考电压从3.54V 变化到1.25V，它具有5比特可编程能力，(参见图4 CS5165A简化方框图)。有了可变的参考电压，就可以设计可调的调节器，而不需要改变反馈元件。

图4　CS5165A简化方程图（略）

CS5165A的另一个有利的特性是，它是控制器而不是稳压器。这样可以根据整个电路特定的功率处理要求来选择输出开关 。最后，CS5165A是一个同步调节器，进一步提高了这种特殊应用中更高功率设计的效率。

最终设计

以下讨论参见图5 。如果有了以上的优点，可以在汽车典型的输入电压范围内，使用CS5165A进行额定输出电流为3.5A的设计(外部需要提供负载切断和电池反向的额外保护)。假设读者已熟悉降压 SMPS的基本概念，因此在此只强调本设计更独特的特点。

第一步是将期望的参数和电流值变换为由CS5165A调节的电压值。这可以由RSENSE1 完成。为了进一步提高效率，要用运算放大器放大RSENSE1 上的电压信号，并且保持电阻中的损耗为最小。确定所需负载电流的Vref 设置点方程如下所示(其中A 是放大器电路的增益):

VREF=A ILOAD RSENSE1

从减小导通损耗和热量观点考虑选择一对NTB45N06 N-沟道功率MOSFET。另外，上部MOSFET M1选择了器件的逻辑级版本。这有助于当电荷泵峰值储备不足时，用较高的输入电压驱动上部MOSFET。

为了驱动上部MOSFET，用C1 作为电荷泵元件实现了一个电荷泵。C1 把电荷泵入由Q1、D1、D2 & D4、R2 & R3 和 C3 & C4构成的分流稳压电路。当M2导通而且驱动开关节点 (上部MOSFET M1的源极) 到地后，C1 通过D1充电到电池电压。然后，当M1驱动开关节点从电池电压上升时，C1上的电荷通过D2送到C3。此电压用于把M1 驱动到电池电压以上并且为器件提供足够的VGS。

M1包括D3 & R1，构成非对称驱动电路。在这个设计的早期版本中可以发现，穿通电流是一个问题。穿通定义为，由于M1和M2同时导通，电流直接从VBATT流到GND 。控制驱动M1 和 M2的时机非常重要，因此添加R1来延缓M1的导通时间。这可使M2有足够的时间，以便在M1导通时M2断开。CS5165A提供了一定的不重叠时间，但是增加这个电路的收获更多。当驱动周期反向时，二极管D3 减小了M1的关断时间。而当M2必须导通而且M1必须快速关断时，这减少了穿通现象。

另一个减少穿通现象并且提高效率的电路是D5、R5 & C6的网络。在开关节点存在高dV/dT的情况下，下部MOSFET M2 可以通过它自己的漏极-栅极电容导通。增加D5、R5 & C6可以减少这种效应：当IC的下部MOSFET驱动信号(VgateL)变高时，电流会流过二极管和电阻到FET的源极。这个电流会在电容上建立一个电压，大小等于二极管上的压降。二极管D5是一个双二极管，所以电压大约为1.2V。那么，当下部MOSFET驱动信号 (VgateL)驱动到地时，由于C6上的电压，M2的栅极实际上驱动到地以下。这个电压足够使上部MOSFET M1导通时关断M2。

最后，用放大器放大RSENSE1上产生的检测电压。实现的电路是一个差动配置，电压增益为10。因此，RSENSE1上产生的电压，在稳流的整个范围内，在125 mV和354 mV 之间变化。结果是，和用直接正向检测电阻方法比较，其功耗为1/10。如果RSENSE1 是0.7 欧姆而不是0.07欧姆，在检测电阻上就要浪费大约18瓦!

图5　可编程稳流电路（略）


性能

按照原理图建立电路后，得到了以下性能数据。首先，绘出实际的输出电流IOUT ，作为是可编程参考电压VREF的函数的曲线。VREF可以从1.340 V 到2.090 V以50 mV的步长，以及在 2.140 V 到 3.540 V以100 mV的步长进行选择。其性能在图6中一目了然。

图6中所画的值代表9 V 到15 V测试输入电压的工作情况。注意到设置值从50 mV 步长变到100 mV 步长处有清楚的反射点。通过改变RSENSE1的值可以简单的改变此电路的总体工作范围。也注意到对于各种输入电压，IOUT 的改变很小。

图6　电流输出范围（略）

下面的一组工作波形如图7所示。注意到工作频率发生改变，因为 CS5165A 是一个恒定关断时间的控制器。元件C12设置了关断时间的值。关断时间保持固定，而导通时间会根据负载要求而改变。在这种情况下，负载电流改变，将增加LED 阵列上的压降。在经典的稳压器中，占空比根据步降电压比改变。因为电压比随不同的负载电流有效的改变，占空比也发生变化。注意到图7中的波形测量值就可以得出这些结果。也要注意通过L1的纹波电流。

图7　VBATT＝13.8V且Lout=Max(左),Min(右)时的典型工作波形(略)

下面简单地探讨效率问题。以下讨论参见图8。可以看到，电路一般在较低的输入电压和较重的负载时效率最高。在所有工作情况下，总的效率不会低于75%。

图8　效率曲线（略）


结论

总的来说，较高输入电压时效率较低，因为启动电路和CS5165A允许的最大输入电压有限制。齐纳二极管D4选作为一个18V器件。考虑到Q1的基极 - 发射极 的~0.7V结压降，这仍然可使CS5165A上施加了17.3V电压。尽管这稍微超过了数据表上的最大VCC 值，但依然可使上部MOSFET在较高的VBATT 值时被稍微驱动。如果上部MOSFET驱动得太轻，它将会工作在欧姆区，会在MOSFET中引起比预计更多的导通损耗。

本文描述的电路满足了驱动高功率并联LED 阵列的目标。这种方法的一些限制在于LED 阵列自身的配置。各种并联与分支电路会根据LED器件匹配情况承载不同的电流。尝试监视并控制各个分支电路比重新安排阵列需要更多的努力。处理这种限制的更好阵列是串联所有LED器件，并且从汽车电池升压，以满足要求。这种方法也有其缺点。但是，一旦有了并联LED 阵列，此电路能提供许多有用的功能来驱动这样的配置。